我的第一次电路仿真设计心得（设计工程师必备技能电路计算与仿真）

电路计算与仿真，顾名思义就是将设计好的电路图通过仿真软件进行实时模拟，模拟出实际功能，计算出实际数字，然后通过其分析改进，以实现电路的优化设计，是EDA的一部分。本期将展示使用常见的Simplis, PSPICE, LTspice, MATLAB, Saber等几款软件进行仿真的技术分享或操作介绍，希望能对大家有所帮助。

PSpice

电感模型使用方法及典型应用

1 定值电感模型

电感模型主要包括三种，分别为L、Lbreak和Inductor，符号如图1所示，参数分别如表1、表2、表3所示。L主要用于直流、交流和瞬态仿真分析；Lbreak主要用于蒙托卡洛和温度仿真分析；Inductor主要用于高级仿真分析。电感名称必须以L开头，例如L1、Ls1、Lxx等等。

图1 电感模型符号

表1 L电感模型参数

表2 Lbreak电感模型参数

表3 INDUCTOR电感模型参数

PSpice软件根据电感工作环境温度T和通过电流I，结合模型参数值按照如下公式计算电感值……

Pspice那点事儿（八）交流特性仿真与分析

在PSpice中的AC Sweep Analysis 可对小信号线性电路进行交流特性分析，此时半导体器件皆采用其线性模型。交流特性扫描分析是针对电路性能因信号频率改变而作的分析，它能够获得电路的幅频响应和相频响应以及转移导纳等特性参数。交流特性扫描分析包括交流小信号频率特性分析和噪声分析。频率特性分析能够分析传递函数的幅频特性和相频特性，即可以得到电路的小信号电压增益、电流增益、互阻增益、互导增益、输入阻抗、输出阻抗，分析和确定电路的上限和下限频率、通频带宽度。噪声分析能够计算出每个频点上元件的闪烁噪声、散粒噪声和热噪声以及传输到指定输出节点处噪声分量的大小，各噪声分量叠加后计算出总的输出噪声和等效输入噪声。

第一步：设置项目基本系数

01:输入项目的名称

02：选择类型

03：设置项目路径

第二步：Create PSpice Project设置

现在空白档，然后点击“OK”按钮到下一步

第三步：绘制需要仿真的图纸

……

Pspice AC Sweep（6）参数扫描

滤波器实际运用中十分广泛，在学习时，不免大家都会遇到，那么当你没接触过过仿真软件时，是否会感到困惑无从下手，本贴就是记录个人在使用过程中遇到的各种问题。在一个自己摸索的过程中，虽然过程很慢，但是解决问题后的成就感，一直支持着前行，这也是长期坚持的理由。

下面以滤波器为例介绍一下Pspice AC Sweep的使用。

在设计滤波器时我们通常要得到滤波器的幅频与相频曲线，我们想得到合适的参数就必须要进行复杂的分析过程，如果将不同参数情况下的曲线放在同一幅图中对比就十分方便。Pspice具备该功能，接线来就介绍下具体如何使用。

步骤1：在Place Part工具栏找到“ANALOG”库，在库中找去自己所需要的的元件，例如电阻“R”。

图1 添加元件

步骤2：右键双击元件，添加新属性。

图2 元件添加新属性

步骤3：找到新添加属性，右键可以进行改变参数和进行其他设置……

Pspice仿真——常用信号源及一些波形产生方法

要进行仿真，那么就必须给电路提供电源与信号。这次我们就来说说常用的信号源有哪些。

首先说说可以应用与时域扫描的信号源。在Orcad Capture的原理图中可以放下这些模型，然后双击模型，就可以打开模型进行参数设置。参数被设置了以后，不一定会在原理图上显示出来的。如果想显示出来，可以在某项参数上，点击鼠标右键，然后选择display，就可以选择让此项以哪种方式显示出来了。

1. Vsin

这个一个正弦波信号源。

相关参数有：

VOFF：直流偏置电压。这个正弦波信号，是可以带直流分量的。

VAMPL：交流幅值。是正弦电压的峰值。

FREQ：正弦波的频率。

PHASE：正弦波的起始相位。

TD：延迟时间。从时间0开始，过了TD的时间后，才有正弦波发生。

DF：阻尼系数。数值越大，正弦波幅值随时间衰减的越厉害。

2. Vexp

指数波信号源。

相关参数有：

V1：起始电压。

V2：峰值电压。

TC1：电压从V1向V2变化的时间常数。

TD1：从时间0点开始到TC1阶段的时间段。

TC2：电压从V2向V1变化的时间常数。

TD2：从时间0点开始到TC2阶段的时间段。

3. Vpwl

这是折线波信号源。

这个信号源的参数很多，T1~T8，V1~V8其实就是各个时间点的电压值。一种可以设置8个点的坐标，用直线把这些坐标连起来，就是这个波形的输出了……

LTspice

全差分放大器的工作仿真，输入端配置与噪声评估

全差分放大器在高速信号处理中使用很广，本篇将介绍全差分放大器与通用放大器的区别，以及通过LTspice仿真全差分放大器工作方式，重点讨论全差分放大器电路的输入端配置设计，并推荐一款软件解决设计痛点，高效实现全差分放大器输入端配置与噪声评估。

1 全差分放大器特点与仿真

如图3.31（a），通用放大器具有一组差分输入端（正输入、负输入），一个以系统地为参考的输出端，以及两个电源输入端，连接到供电系统，电源端通常在电路符号中隐藏。

如图3.31（b），全差分放大器不同点在于增加第二个输出端，形成差分输出的操作方式。增加输出共模电压参考端，方便配置输出信号的偏置电压范围。

图3.31 通用放大器与全差分放大器符号

全差分放大工作电路如图3.32，每个输出端使用一个反馈电阻Rf，构建2组反馈回路。每个输入端使用一个Rg作为差分输入电阻，在电路工作过程中与通用放大电路相比，具有以下特点：

图3.32 全差分放大器工作电路

（1）全差分放大电路增益为Rf与Rg的比值。

（2）全差分放大器的输入端电压(Vin ,Vin-)相互跟随。

（3）全差分放大器的输出范围扩展一倍。

（4）全差分放大器两个输出端(Vout ,Vout-)的交流信号频率相同，幅值相等，相位相差180°,所以输出信号的偶次谐波可以抵消，降低输出信号失真。

（5）全差分放大器两个输出端直流信号的平均值近似等于Vocm，但不是绝对相等。二者之间存在的差值定义为输出共模失调电压Vos,CM。如图3.33，在25℃环境中，供电电压为10V时，ADA4945的输出共模失调电压典型值为±5mV,最大值为±60mV。

（6）为评估全差分放大器的输出差分信号的幅度匹配，相位偏离180°的程度。引入平衡的概念，等于输出共模电压值除以输出差模电压值，如式3-13。

输出平衡=|

| （式3-13）

图3.33 ADA4945的Vocm特性

如图3.34，为ADA4945全差分放大器的信号调理电路，工作电源为±5V,输出共模电压设置为2.5V，两组输入信号的共模电压为1V，差模信号幅值为±50mV，电阻误差为1% ……

LTspice 入门教程2

在上一篇教程 LTspice 入门教程1 中我们通过一个分压电路学习了 LTspice 软件的基本使用，有些读者说波形图是一条直勾勾的线，很没意思。这一节我们整点弯的。

我们通过一个经典的无源 RC 低通滤波器电路继续学习 LTspice 软件的使用。

1. 绘制电路图

首先我们我们在 LTspice 中新建一个电路图，在电路图中中绘制出无源 RC 低通滤波电路，并且给电路添加一个标题 "无源 RC 低通滤波器电路"：

无源 RC 低通滤波器电路

设置器件参数

通过在器件上单击鼠标右键，调出器件参数设置窗口，设置器件参数如下图：

设置器件参数

在 voltage 符号上单击鼠标右键，在弹出的窗口中点击 Advacned 按钮……

PWM调制方法

PWM开关变换器实际上，是在输入电压、内部参数以及外接负载变化的情况下，根据被控信号于基准信号的差值，通过反馈控制电路，调节主电路功率管的导通时间，用以达到输出电压稳定的目的。

根据PWM信号产生方式的不同，PWM调制分为单缘调制和双缘调制，其中单缘调制分为后缘调制和前缘调制，以及双缘调制分为三角后缘调制和三角前缘调制。

单缘调制

后缘调制

在每个开关周期的开始时刻，脉冲信号为高电平，开关管导通；当锯齿波信号大于误差电压时，脉冲信号翻转为低电平，开关管关断。在后缘调制中，每个开关周期开始时开关管导通，即开关管的导通时刻与控制信号无关；当锯齿波信号大于误差信号时，开关管关断，即开关管的关断时刻由控制信号确定。后缘调制能够对开关管导通期间的任何扰动进行响应，而当扰动信号发生在开关管关断期间时，必须等到下一个开关周期才能进行调整。

前缘调制

在每个开关周期的开始时刻，脉冲信号为低电平，开关管关断；当锯齿波信号小于误差信号时，脉冲信号翻转为高电平，开关管导通。在前缘调制中，每个开关周期开始时开关管关断，即开关管的关断时刻与控制信号无关；当锯齿波信号小于误差信号时，开关管导通，即开关管的导通时刻由控制信号确定。与后缘调制相反，前缘调制可以对开关管关断时所发生的扰动立即做出反应，如果扰动发生在开关管导通时，需要等到下一个开关周期才能进行调整……

LTSPICE仿真之-如何根据输出负载选择MOS管的VGS电压

当选用MOS管做开关，我们在设计时有时候只会考虑VGS的电压要高于Vth，而忽略VDS端的负载需要多少电流才能满足VDS电压趋近于0，特别是在选用一些需要高VGS电压才能满足输出负载时，忽略VGS的电压，往往得不到我们想要的实用结果，本文通过LTSPICE这个软件来对这个现象进行仿真。

LTSPICE是ADI开发的模拟电路的有力工具。它可以执行简单的模拟来验证新设计的功能。该工具还在短时间内完成复杂的分析，如最坏情况分析、频率响应或噪声分析等。可直接在ADI官网下载正版进行安装应用，LTSPICE安装简单，操作方便，功能强大，是一款不可多得的仿真工具。本文通过LTSPICE工具来仿真设计MOSFET电路。

以NMOSFET管为例，MOSFET管有三个工作区，截至区，变阻区，饱和区（恒流区），其对应的条件分别为：

Vgs<Vth;Vgs>Vth同时Vgs-Vth>Vds;Vgs>Vth同时Vgs-Vth<Vds,类比于三极管不同的是三极管的饱和区对应的MOSFET管的变阻区，自己以前也习惯将MOSFET管的变阻区称为饱和区，其实是不对的。

下面通过LTSPICE对MOSFET的这几个工作区域进行仿真。以英飞凌的BSC011N03LS为例，在LTSPICE中搭建电路：

对照datasheet可以看出在常温25°条件下，Vth的值为2V左右，仿真取Vgs极限值2V，测试D极电压（LTSPICE默认是常温25度的环境），仿真结果如下：

可以看出VDS电压为12V，MOSFET完全未导通。

增加VGS电压为2.5V，重新测试VDS电压，仿真结果如下……

Simplis

用Simplis验证环路理论（一）

开关电源的环路理论，由于理论性太强，显得枯燥乏味，太多的公式让人眼花缭乱。但是仿真软件的应用，可以让人更加直观的理解这些理论。关于基本的环路理论，和基本拓扑的小信号模型推导请看fundamentals of power electronics 这本书，如果英文不是很好的可以看徐德鸿老师的电力电子系统建模及控制，这里就不再赘述。

下面，我用Simplis软件，来一一验证环路理论的那些公式。

首先我们来看，电压控制模式，连续模式的基本拓扑。那些基本拓扑，从占空比变化到输出变化的传递函数为：

三个基本拓扑的关联参数为：

这里我们先看buck电路，可以从以上得到信息：

电压控制CCM的buck， 从占空比变化到输出变化的传递函数可以表述为：

1. 直流增益为V/D（这里V为输出电压，D为占空比，V/D实际上就是Vin），简单的说直流增益就是Vin（输入电压）
2. 增益曲线里只有一对双极点:

接下去，画一个最简单的buck电路

这是一个输入电压为50V，占空比为0.5，电感为20uH，电容为500uF，负载为1欧姆，可以保证在CCM模式。这里的波特图探测器，测试的是从占空比到输出的开环特性。（u1正端的电压1V对应占空比1，也就是说占空比0.5情况下，该电压是0.5V）

先从理论上来计算：

此buck的直流增益为G=20log50=34db

双极点在f=1.6Khz

看一下simplis仿真的结果……

通向数字电源之路——初学者入门

在前面几篇文章中，着重讲述了从初学者角度，如何上手搭建一个数字电源开发板，对于程序内部PI差分方程参数是如何计算的，笔者一带而过，并没有太深入地介绍。

最近在用simplis做数字电源的仿真，觉得有必要向读者介绍一种计算PID参数的思路，与对此感兴趣的读者共同讨论。仿真模型就是前面文中用到的数字电源开发板上其中的同步buck电路。下面，笔者先抛砖引玉，介绍一下具体的方法。仿真模型可以在附件中下载。

1）主功率电路的传递函数的获得。

从图中可以看到，数字电源中的PI软件算法其实已经用数字电路的方式搭建起来，我们仿真的主要目标就是要得到PI电路中的GAIN_2和GAIN_3的参数。

先将“1”和“2”打到如图所示的位置。进行AC开环仿真。得到开环环路bode图：

将开环传递函数的曲线导入到matlab中，至于如何导入，笔者以前的文章中也有介绍，这里不再重复。最终在MATLAB中得到与上图一致的曲线

通过系统识别，可以得到主功率电路的s域传递函数。

设主功率电路传递函数为Gp……

反激拓扑RCD吸收（2）RCD连接方式

作为RCD电路专题的第一篇文章，实际上完全没写RCD电路。在本文中，将写一下反激电源中RCD电路的几种形式并给出简要的对比分析。

最常见的RCD连接

上图是最常见的RCD电路的连接方式，RCD电路连接于反激电源变压器的两端。

如果读过上一篇文章并且还记得内容的话，上一篇文章中提到了等效漏感除了包括变压器自身漏感外，还有多个来源（即上图中的L1~L4）。而这种加在变压器两端的RCD电路，显然只对变压器自身漏感和L4的等效漏感起作用，对L1~L3中的能量没有吸收效果。那么，如果反激电源的功率较大（对应原边电流较大）、因PCB走线等原因L1~L3较大的话，L1~L3对MOSFET的电压应力会有显著影响，这种连接方式的MOSFET电压应力会比较高。

这里对反激电源工作时的一些电压做一下定义：输入电压为Vin，反射电压（指输出电压按变压器匝比折算到原边的电压）为Vor，MOSFET承受的额外电压为Vpk，MOSFET的D-S间最高电压定义为Vds。

当L1~L3的影响较小可以忽略时，上面几个变量应有如下关系：

对如上的RCD吸收电路，吸收电容的工作电压Vc最高应为

吸收二极管工作电压最高为

电阻的工作电压与Vc相等。

作为反激电源中应用最广泛的RCD吸收电路，这种连接方式在高压输入的电源中使用是比较经济的：吸收电容的耐压不用选很高，吸收的损耗也相对（后面的连接方式）较低。

改善MOSFET电压应力的RCD连接

既然增加RCD吸收电路的目的是控制MOSFET的工作电压，那么实际上我们也可以把RCD电路加在MOSFET两端：

由于在交流等效电路中电源V1会被短路，所以如上图的RCD电路实际对L1~L4都是有效的。显然，MOSFET工作时的电压应力可以得到有效控制……

常见反馈环路----光耦配上431参数计算2

上一篇内容我们叙述了关于TL431偏置电流对环路的影响以及外围参数设计，那么这篇文章主要讲述关于分压电阻的选取以及注意事项。

二、分压电阻

反馈回路的工作原理是通过电阻分压器监控输出电压。 然后运算放大器努力在参考电压（TL431 为 2.5 V，TLV431 为 1.25 V）和桥节点之间保持相等。 图 1显示了该配置的原理图。

图1 电阻分压器带来一部分输出电压，与内部稳定参考电压永久比较。

要计算 Rupper 和 Rlower 的值，让我们首先考虑进入 TL431 的偏置电流（在整个温度范围内为 6 uA）。 该电流在图1 中显示为 Ibias。 写出基尔霍夫定律，我们有

其中 Vlower 是出现在 Rlower 上的电压。 当然，这是因为我们假设了一个稳态闭环配置，其中 Vlower 等于参考电压 Vref。 第二个方程连接上电阻和电桥电流：

现在，我们代入上述方程中：

重新排列这个等式为我们提供了连接所有器件的最终表达式：

公式揭示了偏置电流所起的作用。 因此，设计人员有责任选择大于该偏置电流的总桥电流，使其成为可忽略的项。 此外，降低电桥阻抗不仅降低了潜在的偏置误差，而且通过减小节点 R 的驱动阻抗来提高抗噪能力。 可以使用范围从 250 uA 到几毫安的典型电流，这也取决于可接受的电桥功耗。 例如，如果您追求低待机功率转换器的每一毫瓦，则您不能在反馈桥中浪费 100 毫瓦。

作为一个快速设计示例，假设我们希望使用 TL431 将转换器的输出稳定到 12 V。 步骤如下：

1、选择桥接电流。 在这里，我们选择了 1 mA，因此我们可以忽略 Ibias ……

Matlab/MathCAD

MATLAB使用笔记

1.前言

谈谈关于MATLAB的矩阵算数运算。上节仿真结果得到出一个五元一次方程组，而且数据还有复数，这样的仿真组人工计算很难完成，那就不得不借助MATLAB强大的计算功能。本算例建立.m文件处理数据，可以快速得出多个未知变量解。下面介绍介绍矩阵运算与非齐次线性方程组求解。

2. MATLAB矩阵算术运算

在这里先纠正一个错误，第一节中“Scope工具栏还原方法”中

set(gcf,'menubar','figure')重复了两遍，需要将第一条命令改为：

set(0,'ShowHiddenHandles','On')。

(1)矩阵加减运算

同型矩阵通过“ ”，“-”直接完成运算。

clc

Clear

A = [1.1 0.2i 3.2 - 2.1i;

0.8 - 0.3i 9.3 0.6i];

B = [1.9 0.9i 9.2 - 6.1i;

0.1 - 4.3i 5.3 4.6i];

C = A B;

D = A - B;

vpa(C,5)

vpa(D,5)

运行结果

(2)矩阵乘法运算

矩阵乘法分为直接相乘（A1*B1）和点乘(A.*B)，直接相乘要求A矩阵的列数等于B矩阵的行数，点乘是两个同型矩阵对应元素相乘。

A1 = [1.1 0.2i 3.2 - 2.1i 0.6 - 4.4i;

0.8 - 0.3i 9.3 0.6i 1.4 3.1i];

B1 = [1.9 0.9i 9.2 - 6.1i

;0.1 - 4.3i 5.3 4.6i;

3.1 0.4i 5.2 - 1.3i];

C1 = A1 * B1;

D1 = A .* B;

vpa(C1,5)

vpa(D1,5)

运行结果

3、矩阵的除法

矩阵除法分为左除(A1\B2)、右除(A1/B2)和点除(A1./B3)。左除是求解Ax=b的解、右除是求解xA=b的解、点除表示同型矩阵对应元素相除……

Mathcad绘制Bode图 - 电源环路设计的必备技能

INTRODUCTION

这是一个有不少朋友问过我的问题：

“如何用Mathcad绘制Bode图？”。

关于Bode图是什么，以及它的作用，可自行参考“自动控制原理”或“信号与系统”的相关书籍资料，或者我后期的文章创作里也会陆续讲到其实际的应用，感兴趣的可以收藏关注一下。

Bode图是开关电源的环路设计里必须要懂得的知识，有了它，才便于我们在频域里去设计switching power converter的环路。

当然，线性电路比如运放电路，线性电源等的环路稳定性设计、瞬态响应速度的设计等，也是一样的。

正文：Bode图绘制法

STEP1：绘制magnitude curve（幅值曲线）

如上图左侧区域绘制后，然后双击曲线图，进行设置，勾选对数比例。

变为如下图：

记得横坐标的范围自行适当改下。

STEP2：绘制phase curve（相位曲线）

绘制phase curve。方法见下图。（函数改为更为经典的1/(s a)形式，即1/(jw a)，这里随意取a=0，即极点在-10处）

STEP3：加上网格

方法见下图，勾选网格线即可。颜色可自行设置。

给phase curve加上网格的方法也是一样……

一种方便快捷计算开关电源环路参数的方法及实例

开关电源环路的设计比较复杂，最可靠的方法是用网络分析仪实际测量出功率电路的bode图，然后根据实测的bode图采用相应的补偿器。但是，网分设备有一定的使用门槛，且并不是每个工程师都能配备，所以网分实测的方法注定不适用大多数工程师。

下面介绍一种方便快捷的方法，能使工程师在设计控制环路前，先大概估算一下环路补偿器的参数，虽然有一定的误差，但对补偿器电路的选择是有指导意义的。先说说它的优点：

1）不需要网络分析仪。

2）不需要有数学建模的知识，也不需要自动控制的专业课背景

3）设计的补偿器参数完全不需要数学推导，只需要将所需要的穿越频率和相位裕度输入进去，所有补偿器参数都由matlab的PID工具箱自动完成计算工作，只需要确定该补偿器的类型即可。

再来说说用该方法的需要具备的条件：

1）需要一台电脑。

2）需要安装 simplis和matlab 2020中的系统识别工具箱和sisotool工具箱（单输入单输出）。

3）要会用simplis仿真，matlab要会一些基本的操作。

下面用一个电源实例来说明如何进行操作。在开始之前，先确认你的电脑里面安装了simplis、matlab 2020和excel。matlab 2020以前的版本未试过，可能会和现有的版本在操作上有区别。如果matlab安装中不知道如何选装工具箱，那就选完全安装，现在开始。

下面以boost升压电路为例，电路参数如下：

输入：250Vdc--350Vdc

输出：430Vdc 1A

升压电感：1mH

输出电容：450uH ESR：10mΩ

反馈采用电流电压双闭环的形式，内环为电流环路，外环为电压环路。所以环路设计的步骤为：1）功率级电流环开环传递函数获得。2）电流环路补偿器的参数计算。3）功率级电压环开环传递函数的获得。4）电压环路补偿器的参数计算。

先从内部电流环开始。功率电路电流环开环传递函数及bode图，仿真电路图如下：

针对上面的仿真电路，做几点说明：

一、电流采样用电流控制电压源来模拟，代替电阻采样和差分放大电路。

二、V3信号源用来产生锯齿波，该锯齿波的幅值为15V，与现实中的PWM芯片内部的信号并不一致，所以要仿真实际电路，需要输入实际的锯齿波的幅值。

三、V14电压源的电压值设定为3V，会产生20%的占空比PWM波形。在350V的输入电压时，输出电压在440V左右，输出电流为1A。所以这样的直流偏置符合电路的额定工作状态，因此，V14设定为3V是合适的。

开关频率设为100KHz，先进行瞬态仿真……

Saber

数字化实现之（9）-三相全桥LLC控制

继前面介绍了三电平全桥LLC之后，这次介绍三相全桥LLC拓扑结构以及控制方式。三相LLC拓扑一般用于高效电源模块之中，从早期HUAWEI 3KW 通信电源98%高效模块到现在大功率充电桩的应用，已经得到了市场的验证。

三相全桥LLC拓扑变压器激磁电感分两种方式连接，一种是三角形连接，一种是星形连接。但是大部分厂家变压器的原副边均采用星形连接方式，原副边的中点不引出，如下图：

三相LLC拓扑结构图

三相LLC变换器有哪些优势？

• 大幅度降低LLC输出电流纹波，可以减少输出侧滤波电容，从而减少系统体积；
• 扩大单相LLC变换器的输出功率容量；
• 相比直接并联，三相交错后相间易于均流；
• 轻负载时还可以以两相全桥模式工作。

下图是采用单相/交错/三相的输出电流对比：

三个桥臂各相差120°进行错相，发波对比图如下：

三相交错LLC原副边采用星形连接方式使得三相相互之间有电气的耦合，可以减小各相之间谐振参数的不对称带来的不利影响，相比两相交错并联LLC的均流能力更强，对器件的容差性更大。

下面介绍一下其工作原理：

模式1【S1/S4/S6 ON, S2/S3/S5 OFF；D1/D4/D6 ON D2/D3/D5 OFF】

模式2【S1/S3/S6 ON,S2/S4/S5 OFF; D1/D3/D6 ON, D2/D4/D5 OFF】

模式3【S2/S3/S6 ON, S1/S4/S5 OFF; D2/D3/D6 ON, D1/D4/D5 OFF】

模式4【S2/S3/S5 ON, S1/S4/S6 OFF; D2/D3/D5 ON,D1/D4/D5 OFF】……

Buck变换器工作原理仿真及分析（基于Saber）

Buck变换器根据电感电流在一个周期内是否为零，可以分为连续模式和不连续模式：处于稳态工作的Buck变换器，如果电感电流在整个周期内都是连续的，则为连续工作模式（CCM, Continue Current Mode）；如果电感电流在周期内某一段时间为零，则为不连续工作模式（DCM，Discontinue Current Mode），处于连续模式和不连续模式之间为临界模式（BCM），此时，电感电流在下一个导通瞬间刚好下降到零。

下面进行CCM模式的Buck变换器稳态分析：

Q1导通

当开关管Q1导通时，电感电路线性上升，给输出电容C1充电的同时也给负载进行供电，电感两端的电压为Vin-Vout：

电感电流线性上升：

ΔiL为电感纹波电流，一般在CCM模式下，取电感纹波系数r=0.4：

Q1截止

当开关管Q1截止时，由于电感电流不能突变，续流二极管D1导通，电感续流，电感电流线性下降，此时由C1进行输出负载供电。忽略二极管导通压降有：

对于稳态工作的Buck变换器而言，导通时电感电流的增加必须与截止时电感电流的减少相等，才能保证电感的磁复位。试想一下，如果不相等，会有什么样的后果？通过一个开关周期内，电感两端的伏秒平衡原理，可以得出输入与输出的关系：

Vout = D*Vin

由于假设电感、电流为理想元件，一个周期内不消耗能量，因此，输出负载电流也就等于电感电流一个周期内的平均值，即Io=IL(avg)。换句话说，Buck变换器电感电流的平均值等于负载电流的平均值，这个结论，不管是CCM，DCM还是BCM都成立……

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